Trójpoziomowy falownik typu Z-NPC.pdf
(
1345 KB
)
Pobierz
Ryszard STRZELECKI
(1)
, Daniel WOJCIECHOWSKI
(1)
, Marek ADAMOWICZ
(1)
Andrzej WILK
(2)
, Ireneusz MOSOŃ
(2)
Akademia
Morska w Gdyni, Katedra
Automatyki
Okrętowej
(1), Politechnika
Gdańska, Katedra
Energoelektroniki
i
Maszyn Elektrycznych
(2)
Trójpoziomowy falownik typu Z-NPC
Streszczenie
.
W artykule omówiono budowę, zasadę działania oraz właściwości i możliwości niekonwencjonalnych 3-fazowych układów falowników
typu Z. W szczególności przedstawiono układ podstawowy oraz autorską propozycję 3-poziomowego układu Z-falownika typu NPC.
Przeprowadzona w pracy uproszczona analiza teoretyczna obydwu układów została zweryfikowana szczegółowymi badaniami symulacyjnymi. W
podsumowaniu pokazano możliwość budowy wielopoziomowych Z-falowników w oparciu topologię Diode Clamped.
Abstract
.
The paper describes construction and the principles of activity, attributes and potential of 3-phase Z-type inverters. The paper focuses on
the basic system and suggested 3-level system of a NPC type Z-inverter, which was elaborated by authors. Simplified theoretical analysis of both
systems has been
verified by detailed simulation research. In the last section of the article, the possibility to build multilevel Z- inverters based on
Diode Clamped typology is presented. (
Three-Level NPC Z-inverter
)
Słowa kluczowe
: energoelektronika, przekształtnik podwyższająco-obniżający, falownik typu Z, NPC-falownik
Keywords
: power electronics, boost-buck converter, Z-inverter, NPC-inverter
Wstęp
Przekształtniki napięcia przemiennego zasilane z
niskonapięciowych źródeł DC (np. ogniw paliwowych, ogniw
fotowoltaicznych) są realizowane najczęściej na podstawie
następujących trzech topologii podstawowych: a) falownika
napięcia PWM z beztransformatorową przetwornicą DC/DC
w układzie „boost-convertera”, b) falownika napięcia PWM
z transformatorową przetwornicą DC/DC w układzie „boost-
convertera”, c) falownika prądu PWM. Żadne z tych
rozwiązań nie jest jednak jednoznacznie najlepsze i
dominujące. Tym też można również wyjaśnić ciągłe
poszukiwanie nowych rozwiązań, wśród których bardzo
interesujące właściwości posiada tzw. Z-falownik [1,2].
Celem podstawowym niniejszego artykułu jest
przedstawienie zasady działania, analizy teoretycznej oraz
wybranych wyników badań symulacyjnych 3-fazowego
układu Z-falownika. Celem dodatkowym jest omówienie
działania oraz wstępnych wyników badań symulacyjnych
autorskiego rozwiązania 3-poziomowego Z-falownika typu
NPC, potwierdzających jego przydatność.
pojemności (≈0), Z-źródło redukuje się do dwóch dławików
L
1
i
L
2
połączonych szeregowo, a Z-falownik staje się
układem CSI. Dławiki w obwodzie DC układu CSI oraz
kondensatory w obwodzie DC układu VSI muszą mieć
większą indukcyjność i pojemność (tj. i gabaryty) niż w
przypadku Z-falownika.
Rys.1. Układ podstawowy 3-fazowego Z-falownika
W typowym 3-fazowym układzie VSI wyróżnia się osiem
stanów dozwolonych, sześć „aktywnych” (gdy następuje
wymiana mocy chwilowej między obciążeniem i obwodem
DC) i dwa „ zerowe” (gdy obciążenie jest zwarte przez dolną
lub górną grupę łączników). Natomiast, układ 3-fazowego Z-
falownika (rys.1) pozwala wykorzystywać dziewięć stanów
dozwolonych, tj. jeden więcej niż w układzie VSI.
Dodatkowy stan dziewiąty jest trzecim stanem „zerowym”,
występującym w sytuacji, gdy obciążenie jest zwierane
jednocześnie
przez dolną i górną grupę łączników. Ten
stan, zabroniony w układzie VSI i nazywany dalej stanem
„zwarcia gałęzi”, może zostać wygenerowany na siedem
różnych, aczkolwiek równoważnych sposobów: niezależnie
przez każdą gałąź (3 sposoby), równocześnie przez dwie
gałęzie (3 sposoby), równocześnie przez wszystkie trzy
gałęzie (1 sposób). Stan „zwarcia gałęzi” umożliwia
regulację napięcia wyjściowego w górę, powyżej napięcia
zasilania
U
IN
, stanowiącą główną specyficzną właściwość Z-
falownika.
Na rysunku 2 przedstawiono proste schematy zastępcze
Z-falownika, na których źródło
u
d
modeluje mostek
falownikowy
V
1
-V
6
(rys.1), rozpatrywany od strony zacisków
DC. W stanach „zwarcia gałęzi” (rys.2b) dioda
D
jest
polaryzowana wstecznie i nieprzewodzi, napięcie wejściowe
mostka falownikowego
u
d
=0
, a energia zmagazynowana w
kondensatorach
C
1
i
C
2
jest przekazywana do dławików
L
1
i
L
2
. W stanach „niezwarciowych”, w których możliwe są
wszystkie kombinacje łączników
V
1
-V
6
dozwolone dla
układu VSI, dioda
D
przewodzi, a napięcie
u
d
wzrasta
skokowo od
0
do
wartości maksymalnej
u
d
*.
Budowa i zasada działania falownika typu Z
Schemat podstawowego układu 3-fazowego Z-falownika
przedstawiono na rysunku 1. W odróżnieniu od falowników
VSI i CSI, po stronie DC Z-falownika występuje dioda
D
i
tzw. Z-źródło w kształcie „X”, składające się z dwóch
kondensatorów
C
1
i
C
2
oraz dwóch dławików
L
1
i
L
2
. Dioda
D
zapobiega niedozwolonemu wstecznemu przepływowi
prądu. Z tego powodu zastosowanie Z-falownika (bez
dodatkowych obwodów) jest możliwe tylko tam, gdzie nie
ma potrzeby zwrotu energii do źródła
U
IN
, lub nawet jest to
niedozwolone, np. w przypadku ogniwa paliwowego czy
fotowoltaicznego. Należy przy tym zaznaczyć, że rolę diody
D
mogą również spełniać inne układy energoelektroniczne,
w tym w np. prostownik diodowy (w przypadku zasilania AC)
lub typowy „boost-converter” z diodą wyjściową (w
przypadku potrzeby wstępnego podwyższenia napięcia).
Źródło Z stanowi układ służący do magazynowania
energii i zapewniający podwójny stopień filtracji na wejściu
przekształtnika, a przez to i większe tłumienie tętnień prądu
i napięcia w obwodzie DC. Dlatego, wymagania stawiane
dławikom i kondensatorom w układzie Z-źródła są mniejsze
niż w falownikach VSI lub CSI. W przypadku, gdy dławiki
L
1
i
L
2
mają bardzo małe indukcyjności (≈0), Z-źródło tworzą
jedynie równolegle połączone kondensatory
C
1
i
C
2
.
Wówczas Z-falownik staje się układem VSI, a kondensatory
w obwodzie DC
jedynym
magazynem
energii oraz
elementem filtrującym tętnienia napięcia. Podobnie, w
przypadku, gdy kondensatory
C
1
i
C
2
mają bardzo małe
a)
b)
c)
Rys.2. Schematy zastępcze Z-falownika: a) ogólny, b) w stanach „zwarcia gałęzi”, c) w stanach „niezwarciowych”
Ponieważ Z-źródło jest obwodem symetrycznym (rys.2),
to, w przypadku
C
1
=C
2
i
L
1
=
L
2
oraz małych pulsacji napięć
u
C1
i
u
C
2
w okresie impulsowania
T
, można zapisać:
(1)
gdzie:
M
- współczynnik głębokości modulacji amplitudy, o
wartości maksymalnej ograniczonej nierównością
M
≤
1-D
,
związaną z czasem
T
Z
stanów „zwarcia gałęzi”
Jak wynika ze wzoru (6), amplituda
u
OUT(max)
napięcia
wyjściowego Z-falownika, może być zarówno mniejsza jak i
większa niż w układzie VSI (w typowym układzie VSI o
sinusoidalnej PWM
u
OUT(max)
=M·U
IN
/2
). Tą możliwość
potwierdza wykres 3D zależności
u
=
u
=
U
u
=
u
=
u
,
C
1
C
2
C
L
1
L
2
L
gdzie:
U
C
- wartość średnia napięcia na kondensatorach w
okresie impulsowania;
u
L
-
napięcie
chwilowe
na
dławikach.
Uwzględniając (1) oraz schematy zastępcze Z-falownika
(rys.2), napięcie
u
d
obliczamy na podstawie następujących
zależności:
a) w stanach „zwarcia gałęzi” (rys.2b) trwających czas
T
Z
u
M
( )
OUT
max
(7)
K
=
=
U
2
1
−
2
D
IN
w obszarze
Ω= (0
≤
M
≤1;
D<0,5
∩
D
≤
1-M)
dopuszczalnych
zmian współczynników
D
i
M,
przedstawiony na rysunku 3
u
=
U
u
=
2
⋅
U
u
d
=
0
(2)
,
,
L
C
f
C
b) w stanach „niezwarciowych” (rys.2c) trwających czas
T
N
u
=
U
−
U
u
=
U
u
=
U
−
u
=
2
⋅
U
−
U
(3)
,
,
L
IN
C
f
IN
d
C
L
C
IN
gdzie:
u
f
– napięcie wejściowe Z-źródła.
Jeżeli weźmiemy pod uwagę, że w okresie
T=T
Z
+T
N
w
stanie ustalonym średnie napięcie na dławikach
U
L
=0,
to na
podstawie (2) i (3) otrzymujemy:
(
)
T
T
T
⋅
U
+
T
⋅
U
−
U
1
Z
∫
∫
Z
C
N
IN
C
U
=
u
dt
+
u
dt
=
=
0
L
L
L
T
T
0
T
Z
Z powyższego równania, ponieważ średnie napięcie na
wejściu mostka falownikowego
U
d
=U
C
-U
L
, wynika wzór:
T
1
−
D
N
U
=
U
=
U
⋅
=
U
(4)
C
d
IN
IN
T
−
T
1
−
2
⋅
D
N
Z
gdzie:
D=T
Z
/T
- tzw. „zwarciowy” współczynnik wypełnienia
impulsów, spełniający warunek
D<0,5
.
W podobny sposób, na podstawie (3) i (4) wyznaczamy
wartość
u
d
*
napięcia
u
d
w stanach „niezwarciowych”:
Rys.3. Wykres zależności (7) w obszarze
Ω
dopuszczalnych zmian
współczynników
D
i
M
1
∗
u
=
U
−
u
=
2
⋅
U
−
U
=
U
⋅
=
U
⋅
B
(5)
d
C
L
C
IN
IN
IN
1
−
2
⋅
D
gdzie:
B=1/(1-2·D)=T/(T
N
-T
Z
)≥1
- współczynnik szczytu,
określający wartość
u
d
*
względem napięcia zasilania
U
IN
.
Wyniki badań symulacyjnych Z-falownika
Symulacje układu (rys.1) prowadzono w pakiecie PSIM
Professional. Do sterowania łączników
V
1
-V
6
wykorzystano
algorytm sinusoidalnej PWM, zmodyfikowany przez stany
„zwarcia gałęzi”. Istotę tej modyfikacji wyjaśnia rysunek 4.
Wybrane wyniki badań przedstawiono na rysunkach 5-8.
Przyjmowane w badaniach podstawowe parametry układu
zestawiono w tablicy 1. Wszelkie zmiany tych parametrów
opisano na odpowiednich rysunkach.
Od wartości
u
d
*
zależy z kolei amplituda
u
OUT(max)
napięcia
wyjściowego Z-falownika. W przypadku zastosowania
algorytmu sinusoidalnej PWM ta amplituda wynosi:
*
d
u
U
M
U
IN
IN
u
=
M
⋅
=
M
⋅
B
⋅
=
⋅
(6)
( )
OUT
max
2
2
1
−
2
D
2
Rys.4. Algorytm sterowania łącznikami V1-V6 Z-falownika (rys.1),
zaimplementowany w modelu symulacyjnym
Rys.6.
Przebiegi
napięć
i prądów w charakterystycznych miejscach
układu (rys.1), w przedziale czasu
∆t
m
zaznaczonym na rys. 4
Rys.5. Przebiegi wybranych prądów i napięć po załączeniu oraz po
zmianie „zwarciowego” współczynnika wypełnienia impulsów
D=0,48→0,47
w chwili
t=1
0
ms
(
M=0,48
)
Rys.7. Przebiegi wybranych napięć i prądów w przypadku
skokowych zmian obciążenia rezystancyjnego
R
0
i przy różnych
wartościach elementów
L
i
C
Z-źródła (
M=0,48 i D=0,48
)
Rys.8. Przebiegi napięć i prądów jak na rysunku 7 w przypadku
skokowych zmian współczynników
D
i
M
(
R
0
=6 Ω
)
Tabela 1. Parametry badanego Z-falownika (rys.1)
Rodzaj
Oznaczenie
Wartość
Zasilanie DC
U
IN
150V
Z-źródło
dławiki
0,2 mH
L
1
, L
2
kondensatory
C
1
, C
2
0,2mF
Filtr
wyjściowy
kondensatory
dławiki
L
f
100 µH
Rys.9. Układ falownika typu Z-NPC
C
f
50 µF
Obciążenie (rezystancyjne)
R
0
6 Ω
wyjaśniają schematy zastępcze falownika Z-NPC w
„stanach zwarcia”, pokazane na rysunku 10.
W stanie „zwarcia gałęzi” górnych (rys.10-b1) są
załączone łączniki
V
1
-V
6
i
V’
1
-V
’
3
, natomiast w stanach
„zwarcia gałęzi” dolnych (rys.10-b2) łączniki
V’
1
-V’
6
i
V
4
-V
6
(rys.9). Te dwa stany, o czasach trwania
T
Z
i
T’
Z
w okresie
T
(rys.11), powodują wzrost napięć średnich
U
C
i
U
d
oraz
maksymalnych
u
d
*
do wartości:
a) na wyjściu górnego Z
1
-źródła
Częstotliwość nośna PWM
1/T
10 kHz
Przeprowadzone badania symulacyjne Z-falownika
potwierdziły zależność teoretyczną (7) z bardzo dużą
dokładnością. Mały błąd praktycznie nie zależał od wartości
przyjmowanych obciążeń
R
0
oraz parametrów
L
1
=L
2
i
C
1
=C
2
Z-źródła, a obliczany każdorazowo współczynnik zawartości
harmonicznych w napięciu wyjściowym
u
OUT
nie przekroczał
nigdy
3%.
Badania te pokazały również, że procesy
przejściowe przy zmianie obciążenia oraz współczynników
M
i
D
(w otwartym układzie sterowania) zachodzą w Z-
falowniku względnie szybko. Ponadto, stały się one także
inspiracją dla autora
do
opracowania
i
przeprowadzenia
wstępnych symulacji
3-poziomowego
falownika
typu Z-NPC.
Przesłankę ku temu stanowił fakt, że zwiększenie amplitudy
napięcia wyjściowego Z-falownika powyżej 10-krotnej
wartości napięcia zasilania U
IN
jest utrudnione.
Falownik typu Z-NPC
Proponowany układ 3-poziomowego falownika typu Z-
NPC przedstawiono na rysunku 9. W tym falowniku, zamiast
dwóch źródeł napięcia lub dwóch kondensatorów z punktem
wspólnym, tak, jak się to stosuje w typowych układach VSI-
NPC [3,4], zastosowano dwa Z-źródła o napięciach
wejściowych
U
IN1
i
U
IN2
bez punktu wspólnego. Dzięki temu
w układzie falownika Z-NPC jest możliwa zarówno wspólna
jak i oddzielna regulacja napięć
u
d1
i
u
d2
. Tą możliwość
1
−
D
1
∗
U
=
U
=
U
⋅
u
=
U
⋅
(8)
i
C
d
1
IN
1
d
1
IN
1
1
−
2
⋅
D
1
−
2
⋅
D
a) na wyjściu dolnego Z
2
-źródła
1
−
D
′
1
∗
′
U
=
U
=
U
⋅
u
=
U
⋅
(9)
i
C
d
2
IN
2
d
2
IN
2
′
′
1
−
2
⋅
D
1
−
2
⋅
D
gdzie:
D=T
Z
/T
oraz
D’=T’
Z
/T
- „zwarciowe” współczynniki
wypełnienia impulsów gałęzi górnych oraz dolnych.
Rys.11. Przykładowy rozkład czasów zwarć gałęzi w okresie
T
a)
b1)
b2)
b3)
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
-
-
-
-
-
-
-
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
-
-
-
-
-
-
-
Rys.10. Schematy zastępcze falownika typu Z-NPC: a) ogólny, b) w stanach „zwarcia gałęzi” górnych (b1), dolnych (b2) i pełnych (b3)
Zachodzące przy tym procesy fizyczne i wynikający z nich
sposób wyprowadzenia zależności (8) i (9), są analogiczne
jak w przypadku podstawowego układu Z-falownika (rys.1)
oraz wzorów (4) i (5). Nie zmienia tego również tzw. „stan
zwarć” pełnych (rys.10-b3), występujący wówczas, gdy
zwarcia gałęzi górnych i dolnych zachodzą jednocześnie w
czasie
T’
Z
-∆T
Z
(rys.11).
W przypadku falownika Z-NPC zasilanego ze źródeł o
różnych napięciach
U
IN1
≠U
IN2
i sterowanego na podstawie
sinusoidalnej PWM, wartość międzyszczytową napięcia
wyjściowego, uwzględniając (8) i (9), można wyznaczyć na
podstawie zależności:
autora w badaniach symulacyjnych falownika Z-NPC (rys.9).
Wszystkie współczynniki wzmocnienia wyszczególnione na
tym schemacie mają wartość K=-1. Układ zasadniczo nie
różni od modulatora PWM typowego układu NPC-VSI
(rys.12a), poza dołączeniem generatora stanów „zwarć
gałęzi” (rys.12b),
z rozłącznym zadawaniem zwarciowych
współczynników wypełnienia
D
i
D’
, oraz prostych obwodów
z logiką „OR” do sterowania łącznikami falownika Z-NPC
(rys.12c). Parametry układu Z-NPC przyjęto analogiczne jak
w przypadku falownika typu Z (tabl.1) Ewentualne zmiany
tych parametrów zaznaczono na rysunkach 13-17,
przedstawiających najważniejsze wybrane wyniki symulacji,
przeprowadzonych za pomocą pakietu PSIM Professional.
Badania potwierdziły poprawność działania falownika Z-
NPC (rys.9) przy zasilaniu układu zarówno ze źródeł o
równych jak i różnych napięciach
U
IN1
i
U
IN2
(rys.13-rys.16).
U
U
IN
1
IN
2
u
=
M
⋅
+
M
′
⋅
(10)
(
)
OUT
p
p
′
1
−
2
⋅
D
1
−
2
⋅
D
gdzie:
M
i
M’ –
współczynniki głębokości modulacji dla
dodatniej i ujemnej połówki napięcia wyjściowego.
a)
Jeśli przy tym nie jest spełniony warunek
U
U
IN
1
′
IN
2
M
⋅
=
M
⋅
(11)
′
1
−
2
⋅
D
1
−
2
⋅
D
to napięcie
u
com
pomiędzy potencjałem odniesienia
V
0
(rys.9) a punktem gwiazdowym odbiornika symetrycznego
(tzw. DC-offset):
∗
∗
2
u
u
d
1
d
2
u
=
V
−
⋅
M
−
M
(12)
com
0
2
π
2
2
jest różne od zera. Wówczas też, w napięciu wyjściowym
pojawiają się dodatkowe odkształcenia, związane głównie z
parzystymi harmonicznymi.
Spełnienie warunku (11), eliminującego odkształcenie
napięcia wyjściowego i DC-offset, jest możliwe poprzez:
a) dobór różnych współczynników głębokości modulacji
M
i
M’
dla dodatniej i ujemnej połówki; b) dobór różnych
zwarciowych współczynników wypełnienia
D
i
D’
dla gałęzi
górnych i dolnych. W przypadku pierwszym, gdy
D=D’
i jest
zachowana relacja:
(13)
b)
M
M
′
=
U
U
IN
2
IN
1
c)
amplitudę napięcia
u
OUT
można zmieniać w granicach:
1
0
≤
u
≤
⋅
min
U
,
U
( )
(
)
OUT
max
IN
1
IN
2
2
⋅
1
−
2
⋅
D
Natomiast, w przypadku drugim, gdy
M=M’
i zachowamy
relację:
(14)
(
) (
)
′
1
−
2
⋅
D
1
−
2
⋅
D
=
U
U
IN
2
IN
1
Rys.12. Schemat prostego modulatora falownika Z-NPC (rys.9):
a) generator sinusoidalnej PWM układu NPC-VSI; b) generator
stanów „zwarć gałęzi; c) układy sterowania łącznikami
V
1
-V
6
i
V’
1
-V’
6
mamy możliwość regulacji amplitudy w granicach:
U
U
IN
1
IN
2
0
≤
u
≤
=
( )
(
)
(
)
OUT
max
2
⋅
1
−
2
⋅
D
2
⋅
1
−
2
⋅
D
W wszystkich badanych przypadkach, gdy
U
IN1
=
U
IN2
,
zawartość harmonicznych w napięciu
u
OU
T
jest podobna jak
w układzie podstawowym Z-falownika (rys.1). Podobnie
przebiegają również procesy przejściowe (rys.13, rys.16).
Zauważalne są tylko nieco większe niskoczęstotliwościowe
pulsacje napięcia i prądu w Z-źródłach falownika Z-NPC
(porównaj rysunek 5, i rysunek 13). Cechuje to również,
choć w mniejszym stopniu, typowy układu NPC-VSI z
kondensatorowym dzielnikiem napięcia zasilania.
przy
czym
napięcia
maksymalne
na łącznikach
V
1
-
V
6
i
V
1
’
-
V
6
’
(rys.9) są jednakowe. Oczywista jest możliwość połączenia
obydwu sposobów spełnienia warunku (11).
Wyniki badań falownika Z-NPC
Na rysunku 12 przedstawiono schemat prostego układu
modulatora sinusoidalnej PWM, wykorzystywany przez
Plik z chomika:
Automation_Engineering
Inne pliki z tego folderu:
Trójpoziomowy falownik typu Z-NPC.pdf
(1345 KB)
Napędy falownikowe w pojazdach elektrycznych.pdf
(263 KB)
Bezpieczeństwo urzytkowania instalacji z napięciowymi przemiennikami.pdf
(5903 KB)
Zagrozenia bezpieczenstwa w instalacjach napedowych - J.Szymanski.pdf
(1159 KB)
Teoria napędów krokowych - Witold Ober.pdf
(1543 KB)
Inne foldery tego chomika:
Akcesoria montażowe
Automatyka Katalogi na płytach CD
Bezpieczeństwo maszynowe
Czasopisma o automatyce
Delta Elektronika
Zgłoś jeśli
naruszono regulamin