04_06.pdf

Klocki elektroniczne

System

projektowania

modułowego

część 4

W czwartej części “Systemu

projektowania modulowego” omówimy

kolejne moduły wejściowe, procesorowe

i wyjściowe.

Moduły wejściowe to przerzutniki

astabilne czyli generatory, w których

wykorzystuje się: proste układy bramek

logicznych, udoskonalony generator fali

prostokątnej, wzmacniacz operacyjny

741 i przerzutnik 555.

Moduł procesorowy : licznik dziesiętny

z biegającym wyświetlaczem.

Moduł wyjściowy : LED.

Przykładem zastosowania tych

modułów jest projekt elektronicznej

gry w kości z wyświetlaczem

o zmiennej szybkości,

zamieszczony w tym numerze EdW.

Zawiera on dwa zestawy LED, przez

które po naciśnięciu przycisku

szybko przebiega świecenie. Po

zwolnieniu przycisku szybkość biegu

świecenia maleje do zera,

a w rezultacie jest wyświetlana para

przypadkowych cyfr. Sposobem

działania układ przypomina ruletkę.

Moduły astabilne

Układy astabilne, czyli generatory,

zestawione z bramek logicznych, gene−

rują ciąg impulsów zegarowych, zazwy−

czaj w postaci fali prostokątnej. Pod po−

jęciem impulsów zegarowych rozumie

się czyste i ostre impulsy, uformowane

przez zmiany napięcia pomiędzy dwoma

poziomami, zwykle 0V i napięcia blis−

kiego zasilającemu. Poziomy te nazywa−

ne są odpowiednio stanem logicznym

0 i stanem logicznym 1. W oscylo−

skopowym obrazie przykładowego ciągu

takich impulsów, pokazanego na rys.

4.1 , są widoczne prawie wyłącznie jego

odcinki poziome. Pionowe odcinki (czyli

bardzo szybkie zmiany stanów logicz−

nych) na niektórych oscyloskopach mo−

gą być niemal niewidoczne.

Jeżeli czas pozostawania napięcia

w stanie wysokim jest równy czasowi

pozostawania napięcia w stanie niskim,

to mówi się, że współczynnik wypełnie−

nia sygnału jest równy jedności. Jest to

równocześnie definicja fali prostokątnej.

Suma tych czasów jest określana mia−

nem okresu sygnału. Z wielkości tej

można obliczyć częstotliwość sygnału

(czyli liczbę okresów na sekundę) za po−

mocą wzoru:

częstotliwość (f) = 1 / okres (T)

gdzie częstotliwość wyraża się w her−

cach (Hz), a okres w sekundach (s).

Liczniki zwiększają swój stan o jeden

w chwili, gdy napięcie na ich wejściu

zegarowym zmienia swój stan w okreś−

lonym kierunku, albo zwiększa się, albo

zmniejsza. Większość układów liczniko−

wych wymaga szybkich przejść sygnału

zegarowego pomiędzy dwoma pozioma−

mi logicznymi, ale jego współczynnik wy−

pełnienia nie musi być równy jedności.

Prosty przerzutnik

astabilny

Jeżeli wejścia bramki NOR lub bramki

NAND zostaną ze sobą zwarte, to bram−

ki te działają jak bramki NOT, czyli in−

wertery. Do wszystkich omawianych da−

lej układów astabilnych są potrzebne

bramki NOT, można więc do nich stoso−

wać bramki NOT, bramki NOR lub bram−

ki NAND, a wybór będzie zależał od po−

trzeb pozostałych części układu.

Rys. 4.1. Ciąg impulsów o współ−

czynniku wypełnienia równym

jedności.

E LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/96

Klocki elektroniczne

tora. Układ z rys. 4.2 może zostać zmo−

dyfikowany w sposób pokazany na rys.

4.5 , który umożliwia łatwe regulowanie

częstotliwości za pomocą napięcia. Je−

żeli wejście sterujące jest połączone

z 0V, to układ oscyluje z maksymalną

częstotliwością, wyznaczoną przez re−

zystor i kondensator. W miarę zwięk−

szania napięcia powyżej 0V częstotli−

wość będzie malała, osiągając minimum

dla połowy napięcia zasilania. Przy dal−

szym podwyższaniu napięcia sterujące−

go częstotliwość będzie na powrót

wzrastać. Układ może być także urucha−

miany i zatrzymywany w sposób poka−

zany na rys. 4.4. W takich prostych

układach astabilnych mogą czasem zda−

rzać się impulsy zniekształcone, wywo−

łujące problemy w układach liczących.

Układy astabilne z rys. 4.3 do rys.

4.5 można podsumować w sposób na−

stępujący:

Zalety

− szeroki zakres częstotliwości,

− bardzo mały pobór prądu,

− łatwość łączenia z innymi modułami.

Rys. 4.2. Przerzutnik astabilny

z dwóch bramek NOR.

Rys. 4.3. Sterowanie oscylacjami

przerzutnika przez bramkowanie.

Rysunek 4.2 przedstawia sposób

użycia pary bramek NOR do zestawienia

prostego przerzutnika astabilnego, który

generuje impulsy zupełnie przyzwoitej

fali prostokątnej. Jej częstotliwość regu−

luje się potencjometrem VR1.

Sygnał wyjściowy pobiera się zwykle,

tak jak pokazano na rysunku, z punktu

Y, ale w razie potrzeby można pobierać

sygnał odwrócony z punktu X.

Częstotliwość jest wyznaczona po−

jemnością kodennsatora C1 oraz opor−

nością rezystora R1 wraz z potencjo−

metrem VR1. Jeżeli zostanie podwojona

sumaryczna oporność R1 i VR1 albo

pojemność C1, to częstotliwość dwukrot−

nie zmaleje. Maksymalna oporność VR1

powinna zostać tak wybrana, aby odpo−

wiadająca jej częstotliwość była nieco

niższa od wymaganej. Oporność rezys−

tora R1, który ma zapobiegać zmniejsze−

niu sumarycznej oporności do zera przy

skrajnej pozycji VR1, powinna wynosić

około 1k W . Przykładowe wartości ele−

mentów i częstotliwości są następują−

ce:

łącząc R1 pomiędzy wejściem i wy−

jściem IC1a.

Uruchamianie

i zatrzymywanie

Możliwość uruchamiania i zatrzymy−

wania generatora, bez konieczności wy−

łączania zasilania bywa często użytecz−

na. Schematy na rys. 4.3 pokazują, jak

można zmodyfikować połączenia jednej

z bramek (IC1a), aby wymusić stan

uniemożliwiający oscylacje. Musi to być

albo bramka NOR albo

NAND. Blokujący oscylacje

poziom logiczny wejścia

sterującego i poziom lo−

giczny wyjścia bramki na

rys. 4.3a i 4.3b są odwrot−

ne.

Jak już wspomniano

w części pierwszej, we−

jścia bramek logicznych

CMOS nie mogą być pozo−

stawione rozwarte. Wejście

sterujące bramki musi być

zatem połączone z okreś−

lonym poziomem logicz−

nym, np. wyjściem innej bramki. Do ste−

rowania poziomem wejściowym bramki

sterującej można także używać prze−

łączników w sposób przedstawiony na

rys. 4.4 . Oporność rezystora polaryzują−

cego nie jest krytyczna i może zostać

wybrana w granicach od 10k W do 1M W .

Sterowana w ten sposób może być każ−

da z dwóch bramek pokazanych na rys.

4.2. Wybór typu bramki zależy od po−

trzeb następnego układu i rodzaju syg−

nału docierającego ze stopnia poprze−

dzającego. Trzeba podkreślić, że okreś−

lenia “wyjście” na rys. 4.3 i rys. 4.4 od−

noszą się do wyjścia sterowanej bramki,

które nie musi być tożsame z wyjściem

sterowanego przerzutnika. Gdy na przy−

kład bramką sterowaną jest na rys. 4.2

IC1a, to stany logiczne wyjścia IC1b bę−

dą odwrotne niż pokazane na rys. 4.3

i rys. 4.4.

Sterowanie napięciowe

Często regulacja częstotliwości za

pomocą napięcia jest korzystniejsza od

ręcznego nastawiania zmiennego rezys−

Rys. 4.4. Zastosowanie przełączników do układów

z rys. 4.3.

C1 R1 + VR1 częstotliwość

10nF 56k W 1kHz

10nF 560k W 100Hz

100nF 560k W 10Hz

100nF 56k W 100Hz

100nF 5,6k W 1kHz

10nF (nanofaradów) = 0,01µF (mikrofa−

radów), 100nF = 0,1µF

Trzeba mieć świadomość, że przyto−

czone wartości są przybliżone i że ukła−

dy tego rodzaju stosuje się tylko wtedy,

gdy dokładna wielkość częstotliwości nie

jest istotna.

W praktyce sumaryczna oporność

może zawierać się pomiędzy 4,7k W

a 1M W , a pojemność pomiędzy 56pF

a 100µF. W przedstawionym układzie

nie powinny być jednak używane zwykłe

kondensatory elektrolityczne, gdyż wy−

magają one spolaryzowania napięciem

stałym. Jeżeli jest wymagana pojemność

większa od 100µF (dla niższej częstotli−

wości), należy zastosować opisany dalej

moduł ulepszonego generatora fali pros−

tokątnej. Gdy jest potrzebna stała częs−

totliwość, pomija się potencjometr VR1,

Wady

− częstotliwość nie jest stabilna,

− sygnał wyjściowy jest prostokątny, ale

nie doskonale,

− na wyjściu pierwszej bramki (punkt X)

mogą być generowane zniekształcone

impulsy.

Gdy potrzeba fali prostokątnej o lep−

szym kształcie, bez zniekształconych

impulsów, do układu można dodać trze−

cią bramkę, jak pokazuje rys. 4.6 .

Rys. 4.5. Generator sterowany

napięciem.

E LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/96

Klocki elektroniczne

Udoskonalony generator

fali prostokątnej

Udoskonalony generator fali prosto−

kątnej jest przedstawiony na rys. 4.6.

Wymaga on zastosowania trzeciej bram−

ki, ale pewnie startuje przy włączeniu

i nie generuje zniekształconych impul−

sów. Dwie istotne zalety!

Można użyć, jak pokazano, bramek

NOR ale także NAND lub NOT. Bramki

dwuwejściowe mogą zostać wykorzysta−

ne do zatrzymywania i uruchamiania

oscylacji w sposób pokazany na rys.

4.3 i rys. 4.4.

Dwie pierwsze bramki, IC1a i IC1b

wraz z rezystorami R1 i R2 tworzą ra−

zem nieodwracający przerzutnik Schmit−

ta (zob. część 1). Trzecia bramka, IC1c,

odwraca sygnał z IC1b i doprowadza

go z powrotem przez R3 do kondensa−

tora C1.

Rezystor R3 i kondensator C1 wy−

znaczają częstotliwość oscylacji. Jeżeli

na przykład oporność R3 wynosi 10k W ,

a pojemność C1 10nF, to częstotliwość

wyniesie około 1,25kHz. Zmniejszenie

oporności R3, albo pojemności C1, spo−

woduje proporcjonalny wzrost częstotli−

wości. Regulację częstotliwości można

zapewnić przez włączenie regulowane−

go rezystora (potencjometru) w szereg

z R3. Zmiana R1 i R2 także ma pe−

wien wpływ na częstotliwość.

Jeżeli oporności R1 i R2 będą takie

jak na rys. 4.6, to częstotliwość można

obliczyć z przybliżonego wzoru:

od 4,7k W , ponieważ natężenie prądu

pobieranego z wyjść układów CMOS

serii 4000 mogłoby stać się zbyt duże.

Układ taki, wykorzystujący przerzut−

nik Schmitta, znany jest też pod nazwą

oscylatora relaksacyjnego. Układ z rys.

4.6 można uprościć stosując jedną dwu−

wejściową bramkę NAND Schmitta

w układzie pokazanym na rys. 4.7 .

Układ scalony CMOS typu 4093 mieści

cztery dwuwejściowe bramki NAND

Schmitta, a układ CMOS typu 40106

sześć bramek NOT (czyli inwerterów)

Schmitta.

Układ udoskonalonego generatora

fali prostokątnej z rys. 4.6 i rys. 4.7 moż−

na podsumować jak poniżej:

Zalety

− te same co poprzednich układów (rys.

4.2 do rys. 4.5),

− sygnał bez zniekształconych impul−

sów,

− możliwość zastosowania pojedynczej

bramki Schmitta (rys. 4.7).

Wady

− konieczność użycia dodatkowej bram−

ki (rys. 4.6),

− pewna zależność częstotliwości od

napięcia zasilania.

Oscylator ze wzmacniacza

operacyjnego

Podobnie jak ostatnie dwa moduły,

z rys. 4.6 i rys. 4.7, oscylator relaksa−

cyjny ze wzmacniacza operacyjnego,

pokazany na rys. 4.8 pewnie startuje

przy włączeniu i nie generuje znie−

kształconych impulsów. Częstotliwość

sygnału wyjściowego jest wyznaczona

przez oporność rezystora R1 i pojem−

ność kondensatora C1. Można ją obli−

czyć ze wzoru:

Wzór można przekształcić, jeżeli jest

potrzebna określona częstotliwość, na

przykład 2kHz (2000Hz). Zróżnicowanie

dostępnych wartości pojemności kon−

densatorów nie jest zbyt duże, lepiej

więc wybrać pojemność, np. C1 = 100pF

(0,0001µF), a potrzebną oporność obli−

czyć. Przekształcony wzór będzie nastę−

pujący:

2 2 2000 0 0001

Ω

Wybiera się więc najbliższą znormali−

zowaną oporność 2,2k W , albo bierze po−

tencjometr montażowy 4,7k W i dobiera

wymaganą częstotliwość.

Do wielu prostych zastosowań poni−

żej częstotliwości 20kHz do powyższego

układu dobrze będzie się nadawał

wzmacniacz operacyjny typu 741 lub

TL071. Można także zastosować ich

wersje niskoprądowe CMOS.

Układ relaksacyjnego oscylatora ze

wzmacniacza operacyjnego z rys. 4.8

można podsumować w sposób nastę−

pujący:

Zalety

− zastosowanie prostego wzmacniacza

operacyjnego,

− stabilny sygnał bez zniekształconych

impulsów.

Wady

− amplituda napięcia wyjściowego może

nie osiągać pełnego zakresu od 0V do

napięcia zasilania,

− większy niż w przypadku bramek lo−

gicznych pobór prądu.

Przerzutnik astabilny 555

Układ scalony przerzutnika 555 został

zaprojektowany specjalnie do przerzut−

ników astabilnych i monostabilnych.

Układ astabilny pokazany na rys. 4.9

jest przykładem innego rodzaju oscyla−

tora relaksacyjnego. Na wykresie na rys.

4.9 T1 oznacza długość impulsów

w sekundach, T2 czas przerwy w se−

kundach, a czas całkowity T oznacza

okres. Czasy te można obliczyć ze wzo−

rów:

T1 = 0,7·(R1 + R2)·C

T2 = 0,7·R2·C

T = 0,7·(R1 + 2R2)·C

a zatem

227

831

gdzie f oznacza częstotliwość.

Jak zwykle w takich wzorach, opor−

ności wyraża się w omach, pojemności

w faradach, a częstotliwość w her−

cach. Jednak, jak już omówiono w częś−

ci 3, wygodnie jest oporność wyrażać

w megaomach, a pojemność w mik−

rofaradach. Na przykład:

jeżeli R = 330k W (0,33M W ), a C = 0,1µF,

gdzie f jest wyrażona w hercach, R1

w omach, a C1 w faradach. Jak po−

przednio, w przykładzie użyto straw−

niejszego zestawu jednostek, R w M W ,

C w µF, a f w Hz:

jeżeli R1 = 470k W (0,47M W ) i C1 =

0,22µF, to

22 1 1

803301

W tym układzie, jak i w omówio−

nych poprzednio, oporność żadnego

z rezystorów nie powinna być mniejsza

22 047 022

,( )

Jeżeli oporność R2 jest znacznie

większa od oporności R1 (np. R2 =

100k W , a R1 = 4,7k W ), to można przy−

jąć, że:

07 1 2 2

RRC

Jeżeli na przykład R2 = 680k W , a R1

= 4,7k W , to współczynnik wypełnienia

14 2

⋅ ⋅

Rys. 4.6. Bardziej niezawodny generator fali

prostokątnej.

Rys. 4.7. Generator

z przerzutnika Schmitta.

E LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/96

⋅ ⋅

Klocki elektroniczne

Rys. 4.8. Generator relaksacyjny ze

wzmacniacza operacyjnego.

z 0V. Wyjście CO (przeniesienie, koń−

cówka 12) nie jest wykorzystane w tym

układzie i powinno być pozostawione

swobodnie.

Na rys. 4.10 widać, że do wszystkich

wyjść, Q0 do Q9, przyłączone są LED.

Ponieważ zawsze świeci tylko jedna

z nich, do ograniczania prądu użyto

wspólnego rezystora.

W praktyce ze standardowego 4017

można uzyskać prąd rzędu 10mA, powo−

duje to jednak spadek napięcia wyjścio−

wego. Temat rezystorów szeregowych

dla LED będzie poruszony dalej, tymcza−

sem można przyjąć, że optymalna opor−

ność rezystora na rys. 4.10 wynosi 220 W

przy zasilaniu układu z 12V.

Wyjścia pokazanego na rys. 4.10

układu 4017 służą do sterowania LED,

gdy jednak do sterowania innych ukła−

dów jest wymagany większy prąd, moż−

na wykorzystać tranzystory (zob. ste−

rowniki npn i sterowniki Darlingtona

w części 1).

Kasowanie licznika

Licznik kasuje się automatycznie za

każdym dziesiątym impulsem, ale często

jest potrzebne kasowanie we wcześniej−

szym momencie cyklu. Służy do tego

wejście kasujące (RST, końcówka 15)

licznika. Jeżeli wejście to jest połączone

z 0V, to licznik kasuje się tylko za dzie−

siątym impulsem. Można go jednak ska−

sować (to znaczy wprowadzić w stan

wysoki wyjście Q0) w dowolnym mo−

mencie przez doprowadzenie na mo−

ment stanu wysokiego do wejścia RST.

Może na przykład okazać się potrzeb−

ne kasowanie licznika za każdym szós−

tym impulsem (jak w przypadku wy−

świetlacza elektronicznych kości). Na

rys. 4.11b można zobaczyć jak się to ro−

bi. Wejście RST jest połączone z siód−

mym wyjściem (Q6), które pozostaje

w stanie niskim. Zliczanie rozpoczyna

się od wyjścia Q0 i przebiega kolejno

do wyjścia Q5, a każde wyjście pozo−

staje w stanie wysokim do nadejścia

następnego impulsu zegarowego. Gdy

nadejdzie szósty impuls i wyjście Q6

przejdzie w stan wysoki, następuje

(przez połączenie Q6−RST) automatycz−

ne skasowanie licznika do zera

i w stan wysoki przechodzi wyjście

Q0. Czas pozostawania wyjścia Q6

w stanie wysokim jest tak krótki (rzędu

nanosekund), że trudno go zauważyć

nawet na oscyloskopie.

Połączenie kaskadowe

I sterowanie zliczaniem

Z wyjścia CO (końcówka 12) otrzy−

muje się sygnał przeniesienia, za pomo−

cą którego można pobudzać wejście ze−

garowe drugiego licznika, jeżeli trzeba

zliczać powyżej 9. Wykorzystanie tej

możliwości jest zilustrowane w układzie

elektronicznych kości do gry.

Wejście wzbronienia INH (końcówka

13) licznika służy do zatrzymywania li−

czenia. Jeżeli do tego wejścia doprowa−

dzi się stan wysoki, to licznik przestaje

reagować na impulsy zegarowe, ale nie

jest zerowane i w stanie wysokim pozo−

staje ostatnio wzbudzone wyjście. Gdy

tylko na wejście INH powróci stan niski,

licznik wznowi zliczanie od aktualnego

stanu. Stanem wejścia wzbronienia można

sterować za pomocą przełącznika w spo−

sób analogiczny jak stanem wejścia kasują−

cego, pokazany na rys. 4.11a .

Rezystory szeregowe dla

LED

Dotychczas w tej serii artykułów su−

gerowano oporności rezystorów szere−

gowych dla LED. Oporności te były

uprzednio obliczane, a następnie na

podstawie doświadczenia z poszczegól−

nymi układami czasem modyfikowane.

Na przykład rezystor 220 W z układu

na rys. 4.10 jest znacznie mniejszy, niż

wynikało to z rachunku, uwzględniono

bowiem wewnętrzną oporność układu

scalonego. Pomimo tego, metoda obli−

czania oporności tych rezystorów jest

zupełnie prosta i może być punktem

wyjściowym przy wyborze ich oporności.

Najpierw jednak trzeba wyjaśnić, do cze−

go są one potrzebne.

Jeżeli, jak na rys. 4.12a połączy się

żarówkę z baterią (w tym przypadku ża−

rówkę 12V z baterią 12V), to układ bę−

dzie działał dobrze. Jeżeli jednak postą−

będzie bliski jedności i można użyć

uproszczonego wzoru, pomijającego R1.

Przyjmując C = 10nF, 680k W = 0,68M W

i 10nF = 0,01µF, to:

14 0 68 0 01

105

, , ,

Na rys. 4.9 kondensator C jest ozna−

czony jako elektrolityczny, nadający się

do niskich częstotliwości. Dla wyższych

częstotliwości należy używać kondensa−

torów niespolaryzowanych.

Układ przerzutnika astabilnego 555

z rys. 4.9 można podsumować w po−

niższy sposób:

Zalety

− prosty i łatwy w użyciu (w wersji

standardowej nie jest wrażliwy na ła−

dunki elektrostatyczne),

− dostarcza stabilnej częstotliwości,

− wyjście może dostarczyć do 100mA

i może bezpośrednio wysterować

mały głośnik.

Wady

− w wersji standardowej pobiera więk−

szy prąd niż bramki logiczne

CMOS,

− w wersji standardowej może wywoły−

wać zakłócenia w innych układach,

na przykład w licznikach.

Licznik dziesiętny

Głównym elementem pokazanego na

rys. 4.10 modułu procesorowego i wy−

jściowego jest licznik dziesiętny CMOS,

układ scalony typu 4017. Wraz z każ−

dym dodatnim zboczem impulsu na we−

jściu zegarowym (końcówka 14) licznik

zwiększa swój stan o jeden.

Po skasowaniu, w stanie wysokim

(dodatnim) jest wyjście Q0 (końcówka 3)

licznika, a wszystkie pozostałe (Q1 do

Q9) w stanie niskim (0V). Po każdym

zliczeniu wyjście będące do tego mo−

mentu w stanie wysokim przechodzi do

stanu niskiego, a w stan wysoki prze−

chodzi następne kolejne wyjście. Stan

wysoki z wyjścia Q9 przechodzi z po−

wrotem na wyjście Q0.

Wejście zegarowe nie może być po−

zostawione “w powietrzu”. Musi być po−

łączone z wyjściem innego układu, albo

przez rezystor np. 100k W połączone

Rys. 4.9. Przerzutnik astabilny 555 i obraz generowanego przez niego sygnału.

E LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/96

Klocki elektroniczne

Rys. 4.10. Licznik dziesiętny z biegnącym wyświetlaczem.

cych LED z bate−

rią oraz przez we−

wnętrzną oporność

baterii.

Napięcie

przewodzenia

Przy obliczaniu

prądu płynącego

przez LED trzeba

uwzględnić napię−

cie przewodzenia

diody. Napięcie to

różni się nieco dla

różnych rodzajów

LED, można jed−

nak przyjąć, że wy−

nosi średnio około

2V.

W dobrym ka−

talogu można znaleźć napięcie przewo−

dzenia (U F ) wybranej LED. Wynosi ono

dla standardowych czerwonych LED od

1,8V do 2,0V. Dla innych kolorów może

wynosić od 2,0V do ponad 3V

(niebieskie). Jednak obliczenia będą wy−

starczająco dokładne jeżeli przyjąć na−

pięcie 2V.

Obliczanie oporności

rezystorów

Do obliczenia oporności szeregowe−

go rezystora dla LED są potrzebne na−

stępujące informacje:

− całkowite napięcie zasilania (U T )

− napięcie przewodzenia LED (U F )

− wymagane natężenie prądu w LED (I)

W przykładzie pokazanym na rys.

4.13 U T = 12V, a U F = 2V. Przyjmujemy

potrzebny prąd diody równy 15mA.

Na rys. 4.13 widać, że rezystor jest

włączony w szereg z diodą, zatem

przez LED płynie taki sam prąd jak przez

rezystor, czyli 15mA. Przyjęto, że napię−

cie przewodzenia LED (U F ) wynosi 2V,

a napięcie na rezystorze (U R ) jest rów−

ne:

U R = U T − U F

czyli U R = 12 − 2 = 10V.

W tym przykładzie napięcie na re−

zystorze wynosi 10V. Jeżeli jest znane

napięcie na rezystorze i prąd przez nie−

go płynący, to jego oporność można ob−

liczyć z prawa Ohma:

R = U/I

U wyraża się w woltach, R w omach,

a I w amperach. Natężenie prądu trze−

ba więc zapisać w postaci 0,015A,

a zatem:

R = 10/0,015 = 667 W

Najbliższą tej wartości standardową

opornością jest 680 W . Oporność ta sta−

nowi dobre rozwiązanie i LED pod cał−

kowitym napięciem 12V będzie świecić

jasno. Trzeba jednak pamiętać, że

zwiększenie jasności pociąga za sobą

zwiększenie natężenia prądu i szybsze

rozładowanie baterii.

Niestandardowe LED

Powyższe obliczenia stosuje się do

zwykłych tanich LED. Można kupić LED

z wbudowanym rezystorem (są jednak

droższe), a do wyboru są wykonania na

5V lub na 12V. Pulsujące LED zawierają

specjalizowany układ scalony, stabilizu−

jący także prąd diody, i są przewidziane

do zasilania napięciem mieszczącym się

w określonym zakresie. Takie diody nie

wymagają rezystora szeregowego.

Część piąta

W części piątej “klocków” zostaną

opisane moduły odbiornika podczerwie−

ni, kodera−dekodera, przerzutników oraz

impulsowego układu wyjściowego Dar−

lingtona. Przykładowym projektem bę−

dzie Infra−Zapper.

pi się tak samo z LED, to rozbłyśnie

ona na moment bardzo jasno i ulegnie

zniszczeniu. Zanim to nastąpi przepłynie

przez nią prąd o tak dużym natężeniu,

że mała bateria zostanie w znacznym

stopniu rozładowana.

Przyczyna leży w oporności żarówki,

od której zależy natężenie przepływają−

cego prądu, zgodnie z prawem Ohma:

I = V/R

Z wzoru tego wynika, że natężenie

prądu (I) zależy od oporności żarówki

(R) i od napięcia baterii (V). Gdy żarów−

ka osiągnie swoją właściwą temperaturę

pracy, jej oporność staje się stała i na−

tężenie prądu zależy tylko od napięcia.

Z LED jest całkiem inaczej. Jest to

dioda, której oporność w kierunku prze−

wodzenia jest bardzo mała. Z prawa

Ohma wynika, że gdy oporność (R) jest

bardzo mała, to natężenie przepływają−

cego prądu (I) jest bardzo duże. W rezul−

tacie bateria 12V w układzie na rys.

4.12b dostarczy do diody bardzo dużego

prądu, ograniczanego w pewnym stop−

niu przez oporność przewodów łączą−

Max Horsey

Rys. 4.12. Układ z żarówką (a) będzie

działał dobrze, ale układ z LED (b)

zostanie natychmiast zniszczony.

Rys. 4.11. Dwie metody kasowania licznika 4017.

Rys. 4.13. Zastosowanie szeregowe−

go rezystora do LED.

E LEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/96

Plik z chomika:

Inne pliki z tego folderu:

Inne foldery tego chomika: